1 谓之 言 目前，一些设备仍延用传统的400Hz变频机组供电，具备轻巧、效率较低、噪声大，动态品质劣、输入波形劣等缺点。用惯性变频电源代替它是发展的必然趋势。早期的晶闸管惯性变频电源虽然解决了变频机组的许多缺点，但晶闸管的变频器倚赖阻抗或可选的变频器电路，掌控简单，动态性能不理想，在技术性能上很难有新的突破。
本文明确提出的变频电源，彻底解决了上述弊端，是一种性能优良的惯性变频电源。 2 主电路和系统控制结构 2.1 变频电源的主电路结构 主电路结构如图1右图。
JS为软启动掌控，防止上电时浪涌电流对整流模块的冲击。 使用工业上较为风行的SPWM控制策略。由于载波频率的高频化，SPWM脉冲波的第一组谐波中心向高频末端迁入，距基波频率太远，如图2右图。这就使得输入滤波网络以求小型轻量化，动态品质也以求提高。
输入滤波网络使用常K型两元件低通滤波器［5］。滤波元件L、C的参数按下式挑选： L=R/（fc）（1） C=1/（fcR）（2） 式中 fc通带的高截止频率 R滤波器的特性阻抗 2.2 系统的控制结构 系统控制结构如图3右图。电流的环作为输入电压掌控的环的辅助的环，能顺利地容许逆变器的输入电流，以避免逆变器短路，提升系统稳定性。
图中 Uge电压等价 Upc偏磁校正 Igd电流等价 Uxl限流等价 3 擎住效应及防水技术［1，2］ 3.1 擎住效应 IGBT由四层PNPN构成，内部构成一个宿主晶闸管，有可能由于再造起到而再次发生擎住。IGBT的擎住效应有两种模型：平稳导通时的静态擎住及变频器时产生的动态擎住。 3.2 静态擎住效应 IGBT的等效电路如图4a右图。
1、2分别是VT1和VT2的电流放大系数且为电压电流的函数。如果1减小，通过P基区的空穴电流Ih也减小，当Up=IhRp0.7V时，NPN管通车，VT1、VT2再次发生正反馈。
未知当1+2=1时，IGBT被擎住，栅极丧失掌控起到。IGBT将再次发生破坏性损毁。
3.3 动态擎住效应 考虑到结电容的等效电路如图4b右图，IGBT在变频器时J2结因反偏完全忍受着全部高压。结电容Cj2影响仅次于，仅有考虑到Cj2的影响。
重加dv/dt使Cj2产生位移电流iDis： iDisdv/dt（3） 此时有误动态，若不考虑到随电压的变化，仅有考虑到电流对其影响，则动态s定义为： 由上式可显现出，擎住再次发生时s1+s2=1。此时与静态的1、2牵涉到。管电流随iDis位移电流快速增长减少，变频器时重加dv/dt尤为危害。 3.4 擎住效应的防水 由上述由此可知，IGBT的擎住效应是由器件的类似结构要求的。
有误IGBT设计较好的周边电路，诱导擎住的再次发生，主要从以下几方面考虑到。 （1）防止IGBT多达热无限大 IGBT的擎住电流与温度有关，参看图5。
散热器的温度以不多达70℃为宜。因温度增高后，NPN管通车的偏置电压仍然是0.7V，而是随温度的增高而上升;p+区的纵向电阻RP随温度增高而减小，二者的影响皆促成擎住电流上升。
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